Сложение мощностей активных элементов презентация

Напряжение на нагрузке UH создается первыми гармониками токов АЭ (рис.1б):
UН=ZНIВЫХ1=ZН(I′ВЫХ1+I′′ВЫХ1) (1)
Отношение напряжения UH на общей нагрузке к выходному току одного из АЭ называется кажущимся (ощущаемым) сопротивлением нагрузки для этого АЭ.
Кажущиеся сопротивления для AЭ1 и АЭ2:
Z′Н=UН/I′ВЫХ1=ZН(I′ВЫХ1+I′′ВЫХ1)/I′ВЫХ1=ZН(1+I′′ВЫХ1/I′ВЫХ1)
Z′′Н=UН/I′′ВЫХ1=ZН(1+I′ВЫХ1/I′′ВЫХ1) (2)
Пусть I′ВЫХ1, I′′ВЫХ1 различаются по величине и фазе: I′′ВЫХ1=K I′ВЫХ1, где K=Kejϕ.
Напряжение на контуре UН=ZНIВЫХ1=ZН(I′ВЫХ1+I′′ВЫХ1)= ZН I′ВЫХ1(1+ K).
Ощущаемое сопротивление нагрузки каждого АЭ
Z′НОЩ= UН/ I'ВЫХ1=ZН (1+ K)
Z'′НОЩ= UН/ I''ВЫХ1=ZН (1+ 1/K)= Z′НОЩ/ K
При идентичности I′ВЫХ1, I′′ВЫХ1 Z′НОЩ =Z'′НОЩ=2Zн.
Согласно (2) взаимодействие активных элементов проявляется в том, что кажущиеся сопротивления Z′НОЩ, Z′′НОЩ, на которые они нагружены, отличаются от ZH и зависят от соотношения токов АЭ.
Полезные мощности, отдаваемые АЭ1 и АЭ2, складываются в общей нагрузке:
P1= P′1+P′′1=0.5UН·I′ВЫХ1cosϕ′Н+0.5UН · I′′ВЫХ1cosϕ′Н (3)
где ϕ′Н и ϕ′′Н фазы токов I′ВЫХ1, I′′ВЫХ1 относительно напряжения UН.

Суммируются и мощности, потребляемые АЭ от источника питания ЕП:
P0= P′0+ P′′0=ЕП · I′ВЫХ0+ЕП · I′′ВЫХ0 (4)
Совместная работа АЭ эффективна, когда они идентичны и режим их одинаков. При этом, если ZH=RН, то в соответствии с (2) ощущаемые ими нагрузки
Z′Н=R′Н=2 RН
Z′′Н=R′′Н=2 RН (5)
Следовательно, схему можно разбить на два самостоятельных (но не независимых) усилителя мощности, работающих каждый на нагрузку 2RH.
Для получения максимальной мощности Р1 каждый АЭ должен работать в критическом режиме на нагрузку R′НКР=R′′НКР. Поэтому входное сопротивление ЦС должно быть равно RНКР=0,5R′НКР=0,5R′′НКР.
Рассмотрим причины возможного нарушения симметрии режима активных элементов. Пусть фазы ϕ′Н и ϕ′′Н не совпадают, например, из-за разных значений фазы крутизны.
При настроенной нагрузке между суммарным током IВЫХ1= I′ВЫХ1+I′′ВЫХ1 и напряжением UH сдвига фаз нет, но имеется сдвиг фаз ϕ между токами I′ВЫХ1 и I′′ВЫХ1.
Тогда согласно (2) нагрузка для каждого АЭ будет комплексной:
Z′Н=RН(1+еjϕ/2)
Z′′Н=RН(1+е–jϕ/2) (6)
и полезная мощность каждого упадет до
P1= 0.5 · UНIВЫХ1 cos(ϕ/2) (7)

Различия АЭ по модулю крутизны |S| и напряжению запирания E′ приводят к несовпадению углов отсечки и амплитуды импульсов токов I′ВЫХ1 и I′ВЫХ2 АЭ.
При этом один АЭ может попасть в недопустимо тяжелый режим по току и мощности рассеяния, а другой, наоборот, может оказаться недогруженным.
Поэтому при включенных параллельно АЭ рекомендуется симметрировать их режимы. Простейшим способом достижения симметрии транзисторного УМ является включение последовательно с эмиттерами цепей автосмещения (рис.2а), стабилизирующих режим каждого транзистора.
Рис.2а. Схема УМ с эмиттерным автосмещением для симметрирования режимов транзисторов
Более лучшая схема симметрирования представлена на рис.2б.

Разделение L, C элементов на входах и выходах позволяет лучше симметрировать схему и режимы.
Rдоп для выравнивания постоянных τэм эмиттерных переходов.
RЭ для стабилизации и симметрирования режимов.
Раздельные L, C облегчают реализацию на высоких частотах: L – больше, C – меньше.
Рис.2б. Улучшенная схема симметрирования УМ и режимов

Условия совместной работы параллельно включенных в УМ АЭ остаются справедливыми и для т параллельно включенных АЭ.
При идентичных АЭ для расчета их режимов надо в соответствующих формулах заменить 2 на т, т. е.
P0=mP′0,
P1=mP′1,
R′н=mR′н (8)
и так далее.
Недостатки УМ с параллельно включенными АЭ:
Необходима синфазность и равенство амплитуд выходных токов (симметрия схемы).
Увеличивается вероятность паразитных колебаний (нужен монтаж короткими проводами с малыми L и C).
Увеличиваются входные, проходные и выходные емкости (затрудняется выполнение L при высоких частотах L= 1/ω2CК), уменьшается ρ=ωL=1/ωC.
Увеличивается вероятность возникновения неисправностей.

ДВУХТАКТНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Схема УМ с двухтактным включением АЭ (рис. 3) симметрична относительно точки заземления, а режимы АЭ1 и АЭ2 одинаковы.
Рис. 3. Электрическая (а) и эквивалентная (б) схемы двухтактного усилителя
Цепь согласования с нагрузкой ZП состоит из попарно равных сопротивлений:
Z1′=Z1′′=Z1, Z3′=Z3′′=Z3.
Напряжения u′Н и u′′ Н между точками Оа' и Оа":
u′Н=Z1(iа′–iЦС); u′′Н=Z1(iа′′+iЦС); (9)
где iцс –ток в цепи согласования.
U’ВХ
U’’ВХ
uН’’
uН’
iа’
iЦС
iа’’
б)
Z3’
Z3’’
Z1’
Z1’’
a′
a’’
О

Напряжение между анодами (точками а' и а") u′H–u′′H равно
u′H–u′′H = Z1(iа′–iа′′)–2Z1iЦС = (2Z3+ZП)iЦС (10)
Отсюда iЦС=(iа′–iа′′)(Z1/Z) (11)
где Z – сумма сопротивлений при круговом обходе контура ЦС:
Z=2Z1+2Z3+ ZП (12)
Из (11) найдем n-ю гармонику тока iЦС:
IЦСn=(Iаn′- Iаn′′)(Z1n/Zn), n=1, 2, 3,… (13)
где Zln и Zn, Iаn′ и Iаn′′–сопротивления Z1 и Z, а также амплитуды анодных токов АЭ1 и АЭ2 на частотах п-х гармоник.
Если iа′=iа′′, iЦС=0 и мощность в нагрузке не выделяется. Чтобы создать мощность на выходе УМ, надо поменять на обратное направление одного из токов в (11), т. е. напряжения возбуждения u′ВХ и u′′ВХ нужно сделать противофазными:
u′ВХ=U′ВХ cos τ u′′ВХ= –U′′ВХ cos τ (14)
Тогда токи iа′, iа′′ представленные суммами гармоник, можно записать в виде
iа′=Iа0′+ Iа1′cosτ + Iа2′cos2τ + Iа3′cos3t +…
iа′′= Iа0′′– Iа1′′cosτ + Iа2′′cos2τ – Iа3′′cos3τ +… (15)

я

Из (15), (11) следует, что ток контура iЦС при симметрии схемы и режимов АЭ создается только нечетными гармониками, что облегчает фильтрацию гармоник. Найдем кажущиеся сопротивления Zа′, Zа′′ и мощности P1′, P1′′ поступающие в ЦС. Для этого используя (13) определим напряжения U'a и U''a, полагая IЦС1 >>Iа1′, Iа1"
(16)
Сопротивление (Z12/Z)=Za представляет собой нагрузку одного из АЭ при отключенном другом. Если Z1=jX1, Z3=jХ3, а нагрузка комплексная ZП=rП+ jXП,
Za= –Z12/Z = X12/(rП+jX) (17)
где Х = 2Х1+2Х3+ХП – сумма всех реактивных сопротивлений контура .
Если настроить элементы Х3 так, чтобы суммарное реактивное сопротивление контура X обратилось в нуль, кажущееся сопротивление Za будет вещественным:
Za= Ra = X12/rП (18)
и в четыре раза меньшим сопротивления контура между точками включения анодов а'–а" (рис. 3):
Ra’a’’= (2X1)2/rП = 4X12/rП = 4Ra (19)
U'a= Z1(Iа1′–iЦС)= {iЦС=(iа′–iа′′)(Z1/Z)}
=Z1Iа1′–Z1(Iа1′–Iа1′′)(Z1/Z)=
= –Z1(Iа1′–Iа1′′)(Z1/Z)

В случае, когда Х1= –1/ωC1, Х3 =ωL3, ХП=0, Ra’a’’=ρQ является резонансным сопротивлением контура при полном его включении.
ρ= ωL3=2/ωC1=2 Х1
Кажущиеся сопротивления
При одинаковых амплитудах и противоположных фазах токов Iа1′ и Iа1" их отношение Iа1′/Iа1"= -1 и кажущиеся сопротивления для АЭ1 и АЭ2 равны
RН′ = RН′′ = 2Ra = 0,5Ra’a’’ , как и при параллельном включении АЭ.
Следовательно, все рассуждения относительно нагрузочных характеристик, сложения мощностей, влияния амплитудной и фазовой асимметрии, проводившиеся для параллельного включения АЭ, справедливы и для двухтактной схемы.
Необходимая мощность возбуждения двухтактного ГВВ PВОЗБ=2PВОЗБ1=UВХ IС1, где PВОЗБ1=0,5UВХ IС1 – мощность возбуждения 1 лампы, IС1 – амплитуда сеточного тока 1-ой гармоники 1 лампы.
Двухтактное включение АЭ часто используется в широкополосных транзисторных УМ. Разрабатываются специальные транзисторные сборки для работы в двухтактных ГВВ.
(20)

На частотах до 10 мГц и Р до десятков Вт в таких ГВВ используют ферритовые трансформаторы на входе и выходе.
Применение симметричного трансформатора обеспечивает полное подавление четных гармоник IК1′ и IК1" в RП, т.к. токи IК2′ и IК2" создают в общем магнитопроводе взаимно компенсирующиеся магнитные потоки.
На f >10 мГц проявляются емкостные связи между обмотками, нарушающие симметрию. В этом случае применяют трансформаторы на линиях (ТЛ).
С ними ГВВ по двухтактной схеме обеспечивают работу до 100 мГц. На более высоких частотах (до 1000 мГц) двухтактные ГВВ выполняют на «балансных транзисторах» .
Балансный транзистор представляет собой два транзистора одной проводимости в одном корпусе, включенных по схеме с ОЭ (или с ОБ) и содержащий входные и выходные LC–цепи согласования и коррекции АЧХ для заданного диапазона частот (обычно полоса 100-200 мГц).
Если к тому же и θ=90° , то в токах IК′ и IК" не будет и высших нечетных гармоник, т.к. при θ=90° α3=α5=α7=…=0.

Преимуществом балансных транзисторов является значительное уменьшение индуктивности общего вывода (эмиттера). Из-за конструктивной близости транзисторов индуктивности выводов транзисторов L(1)Э и L(2)Э на порядок меньше, чем у обычного транзистора, а общая индуктивность LЭОБЩ не вызывает снижения КР за счет ООС, так как эмиттерные токи обоих транзисторов противофазны и компенсируются.
Емкости СК и индуктивность LКК образуют контур на ωср

Преимущества двухтактной схемы
Главное достоинство–хорошая фильтрация четных гармоник. Это определяет основную область их применения – многооктавные ШПУ.
Линейность нагрузки для источника возбуждения (RВХ+=RВХ-).
Двухкратное уменьшение емкости АЭ, вносимых в LC контур (облегчается реализация L контура на ВЧ).
Возможны меньшие требования к величинам Lбл (Подключение к точке с ВЧ напряжением ~0 В).
Не требуется симметрирующее устройство при работе на симметричную нагрузку (или 2 проводный фидер), что упрощает связь ГВВ с антенной.
Недостатки
Вероятность возникновения паразитных колебаний.
Удваивается число элементов (уменьшается надежность) и нужен симметричный монтаж.
Сложность согласованной перестройки (необходимы специальные конденсаторы переменной емкости, например «бабочка»).
Выход одного АЭ (КЗ, обрыв) приводит к выходу из строя оставшегося АЭ.

Сложение ВЧ мощности в пространстве
Сложение мощностей можно осуществить в пространстве, если использовать два или более передатчиков (УМ), работающих на одной частоте f (от общего возбудителя), нагруженных на свои индивидуальные антенны. Для ослабления связи между выходными каскадами передатчиков антенны располагают на расстоянии не менее 3λ/4 и питают их синфазно. Если изменять разность фаз токов, питающих антенны, то можно управлять направлением и шириной суммарной диаграммы излучения.
Сложение электромагнитных полей в пространстве эквивалентно увеличению мощности в N 2 раз, где N- число передатчиков, так как напряжённость результирующего электромагнитного поля в зоне приёма увеличивается в N раз.
Способ часто используется на КВ диапазонах. Например, использование 4-х передатчиков мощностью 1 кВт с штыре-выми антеннами, при соответствующей их расстановке и фазировании, эквивалентны одному передатчику с Р=16 кВт.
Возбудитель
ϕ2
ϕn
ГВВ1
ГВВ2
ГВВn
Схема сложения мощностей в пространстве

Преимуществом таких систем является многократное увеличение колебательной мощности и их высокая надежность, т.к. отказ даже десятков ВЧ генераторов мало сказывается на работоспособности передатчика в целом.
Применение ФАР – радиолокаторы дальнего обнаружения, радиотелескопы. Другим способом сложения мощности ГВВ без их взаимного электрического влияния друг на друга является применение мостовых схем.
В СВЧ диапазонах, малые размеры полуволновых вибраторов, расстояний между ними и малогабаритные ГВВ на ПП приборах с Р=10 Вт и более, позволяют в одной конструкции объединить до 100…1000 таких ГВВ с антеннами. Такие устройства называют фазированными антенными решетками (ФАР).
РЛС Воронеж-М

МОСТОВОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Параллельное и двухтактное включение АЭ имеет ряд недостатков, вызванных взаимной связью АЭ через сопротивление нагрузки и внутреннее сопротивление источника возбуждения. Важнейшие их них.
Отказ одного АЭ, может привести к перегрузке и отказу оставшихся АЭ, если запас по предельно допустимым параметрам мал. Пробой (короткое замыкание) во входной или выходной цепях одного АЭ выведет из строя весь усилитель при исправных остальных АЭ.
Неравномерность распределения токов АЭ из-за разброса параметров усугубляется связью через общую нагрузку. При некотором сочетании параметров отдельные АЭ переходят из режима генерации мощности в режим её потребления.
В усилителях с параллельным и двухтактным включением АЭ из-за усложнения схемы и увеличения числа паразитных реактивностей более вероятно возникновение паразитных колебаний.
Устранить недостатки можно, ослабив взаимосвязь между АЭ. Для этого применяются усилители, построенные по мостовой схеме (рис. 4).
Рис. 4. Структурная схема мостового усилителя: МД –мост-делитель, МС – мост сумматор

В номинальном режиме мост-делитель (МД) распределяет мощности поровну между АЭ, мост-сумматор (МС) складывает одинаковые мощности АЭ в общем RП.
Деление и сложение мощностей мостами происходит без потерь (предполагаем, что реактивные элементы мостов идеальны).
МД поддерживает постоянным напряжение возбуждения, а МС – сопротивление нагрузки AЭ1 при любых изменениях режима АЭ2, и наоборот.
Простейшая мостовая схема для сложения мощностей двух генераторов гармонических сигналов Г1 и Г2 показана на рис.5.
Рис.5. Мостовая схема
сложения мощностей
Мост образован реактивными сопротивлениями Х1, Х2 (ёмкостного или индуктивного характера) и актив-ными сопротивлениями: RН - нагрузки, Rб - балластным сопротивлением.
Без Rб нельзя сбалансировать мост и этим развязать генераторы. Rб называют сопротивлением развязки.
При балансе моста: Х1Rб = Х2RН , ток генератора Г1 не попадает в ветвь включения Г2 (и наоборот), поэтому режимы работы Г1 и Г2 не влияют друг на друга.
Пути протекания составляющих комплексных токов Г1 и Г2 показаны стрелками на рис.5. Комплексный ток генератора Г1 I1 = I1/ + I1// , а комплексный ток генератора Г2 I2 = I2/ + I2//.

Входное сопротивление моста, для генератора Г1:
для генератора Г2:
Целесообразно для удобства реализации моста принять Х1 = Х2 = Х, тогда
Rб = RН. При этом I2’ = I2’’.
Активная составляющая I1’ тока I1 генератора Г1, протекающая через ветвь из сопротивлений RН, Rб, в общем случае связана с током I2’ (или I2’’) соотношением
где - коэффициент, учитывающий различие токов генераторов по амплитуде и фазе, протекающих через ветви с сопротивлениями RН, Rб.
Результирующий ток через сопротивление нагрузки RН:
Результирующий ток через балластное сопротивление Rб:

КПД моста ηМ
Из последнего выражения следует, что при I1/ = I2/ (А = 1) и их синфазности (ϕ= 0) КПД моста ηМ = 1 (100%). При различии токов I1/ и I2/ <20%, а угла ϕ
не более (5-10)0, потери мощности в Rб не превышают 2%, при ϕ <400 потери <13%.
При выключении (выходе из строя) одного из генераторов (А = 0 или А = ∞) КПД моста ηМ = 0,5 (50%), т.е. половина мощности работающего генератора теряется на Rб, что невыгодно.
Поэтому при выключении одного из генераторов целесообразно работающий генератор переключить с моста сложения непосредственно на полезную нагрузку. Обычно это делается автоматически.
Амплитуды токов через нагрузку RН и балластное сопротивление Rб, соответственно,
Мощности, выделяющиеся на сопротивлениях нагрузки RН и балластном сопротивлении Rб, соответственно,

Переключение работающего генератора на нагрузку, минуя мост, просто осуществить, если входное сопротивление моста равно RВХ= RН.
Рассмотренная схема моста не обладает таким свойством. Другой ее недостаток - ни одна из точек моста не имеет соединения с землёй.
Если в схеме моста (рис.5) вместо генераторов Г1, Г2 включить сопротивления, комплексно-сопряжённые с ZВХ Г1, ZВХ Г2, а вместо RН, Rб включить генераторы Г1, Г2, то генераторы также будут работать независимо друг от друга, то есть преобразованная схема (рис.6) имеет свойства электрического моста.
Рис.6. Преобразованная схема моста
Z*ВХГ1, Z*ВХГ2–комплексно-сопряжённые с ZВХГ1, ZВХГ2 сопротивления.
При соответствующих амплитудных и фазовых соотношениях между токами Г1, Г2 суммарная мощность выделяется на активной составляющей Z*ВХГ2 (RН).
Преимущество схемы в том, что оба генератора и Z*ВХГ2 имеют соединение с землёй.
Если в схеме классического моста (рис.5),
Х1=Х2= Х, RН = Rб= |X|, то и преобразованная схема (рис.6.)
оказывается симметричной по отношению к каждому из генераторов, обеспечивает суммирование равных мощностей идентичных генераторов.
При этом активная и реактивная составляющие входного сопротивления Z*ВХГ2 равны по величине RН, но характер реактивности противоположен характеру Х.
(Rб)

При Х1=Х2= Х, RН = Rб= |X|

Активная и реактивная составляющие для комплексно-сопряжённого сопротивления Z*ВХГ1 в преобразованной схеме равны, соответственно, 2RН и –j2X. Активное сопротивление 2RН в ветви Z*ВХ Г1 является балластным сопротивлением, а полезная нагрузка RН должна входить в качестве активного сопротивления в ветвь Z*ВХ Г2 (рис. 7).
Входные сопротивления Т-моста оказываются равными RН со стороны каждого генератора, как в номинальном рабочем режиме, так и при отклонении от него, в том числе и при выходе из строя одного из генераторов.
Z*ВХГ1
Входное сопротивление
Т-моста для Г1 при КЗ Г2

Схема усилителя о синфазными мостами, для суммирования мощностей синфазных генераторов и для получения синфазных напряжений в режиме деления мощности приведена на рис. 8.
Рис.8. Схема усилителя с синфазными мостами

Фазовое условие компенсации выполняется, так как напряжение, поступающее на выход АЭ2 от АЭ1 (или наоборот к АЭ1 от АЭ2) через канал нагрузки, запаздывает на 180° по отношению к напряжению, поступающему через балластное сопротивление из-за наличия двух П-образных звеньев, каждое из которых сдвигает напряжение по фазе на 90°.
Таким образом, реактивная часть синфазного моста является фазовращателем
на 180°. В качестве фазовращателя могут использоваться сосредоточенные LC-цепи, отрезки линий, трансформаторы на феррите и др.
а)
б)
в)
г)
Схемы фазовращающих цепочек
На практике целесообразно применять фазовращающие цепи а) и б), так они обеспечивают еще и ослабление высших гармоник.

Амплитудное условие компенсации требует определенного соотношения между 2RБАЛС, RП и реактивными элементами моста. Изменение любого из этих параметров вызовет появление связи между АЭ.
Аналогично обстоит дело с развязкой во входной цепи усилителя. Здесь также необходимо определенное соотношение между RВН источника, 2RБАЛД делителя и реактивностями МД. Отклонение, например, RBH от номинального значения нарушит развязку между входами АЭ.
Усилители с синфазными мостами не отличаются от усилителя на одиночном АЭ, потому что в симметричном режиме ток через балластные резисторы отсутствует. Это объясняется равенствами UВЫХ1=UВЫХ2, UBX1=UBX2 в силу симметрии мостового усилителя.
Недостатком усилителей с Т-мостами на сосредоточенных LC элементах является то, что условие баланса моста выполняется только на одной частоте. При отклонении от этой частоты условие баланса моста нарушается и развязка генераторов ухудшается.

Входное сопротивление четвертьволнового отрезка линии с волновым сопротивлением Z0, нагруженного на сопротивление 2RН, как известно, равно:
Если , то оказывается ZВХ = RН. Обеспечение ZВХ = RН удобно при использовании системы обхода моста в аварийном режиме, когда работающий генератор может быть непосредственно подключен к нагрузке RН без какой-либо регулировки режима генератора.
Поэтому начиная с метрового диапазона волн, применяются мостовые схемы сложения мощностей, построенные на отрезках длинных линий длиной λ/4 для средней частоты fсредн.
По мере увеличения рабочих частот используются двухпроводные, коаксиальные, полосковые или микрополосковые линии.
На низких частотах КВ диапазона применяют Т-образные мосты с использованием трансформаторов обмоточного типа с коэффициентом трансформации 1:1, обеспечивающие развязку генераторов в широкой полосе частот (рис.9).
В СВЧ диапазоне применение элементов с сосредоточенными параметрами затруднено, так как L и C становятся малыми. И паразитные индуктивности проводов и ёмкости элементов нарушают работу схемы.
рис.9

Волновое сопротивлении линии моста выбирают из условия . Сопротивление балластного резистора Rб = 2RН. При этих условиях на рабочей частоте fсредн при любых режимах генераторов входное сопротивление моста для каждого из генераторов
Так как ℓ = λ/4 обеспечивается только на одной частоте, то рассматриваемые мосты на линиях оказываются узкополосными и используются в полосах частот
до 5% от средней частоты, что также является их недостатком.
Если оба генератора одинаковы, то можно считать, что каждый из них соединяется через отрезок линии длиной λ/4 с сопротивлением нагрузки 2RН. Сопротивление нагрузки RН удваивается, так как результирующий ток через это сопротивление вдвое больше тока через него одного генератора. Следовательно, ощущаемое сопротивление одним генератором возрастает в два раза.
Конструкции Y и U мостов для сложении мощностей двух генераторов напоминают соответствующие символы, как показано на рис. (оплётки отрезков коаксиальной линии не показаны).
Rб = 2RН, l= λ/4

Конструкция моста на микрополосковых линиях (МПЛ) реализуется в форме кольца, образуемого полоской линии (рис.10, общая проводящая поверхность МПЛ не показана), что послужило основанием для названия такого моста: укороченное кольцо.
Выполнение моста в форме части кольца позволяет обеспечить присоединение балластного резистора Rб без дополнительных проводов, создающих индуктивное сопротивление и соответственно нарушающих работу моста. Балластный резистор может быть изготовлен вместе с МПЛ путём напыления высокоомного материала.
Для суммирования мощностей двух симметричных (двухтактных) генераторов можно применить мост на отрезках двухпроводной линии, показанный на рис.11 длиной ℓ = λ/4 на fсред. Так как длина всех отрезков одинакова, то мост сохраняет симметрию на любой частоте. Ток в балластном резисторе рассматриваемого моста отсутствует на любой частоте благодаря перевороту фазы сигнала одного из генераторов за счёт перекрещивания проводов у одного из отрезков.

Известна схема моста (рис. 12) на отрезках коаксиальной линии, обеспечивающая сложение мощностей двух генераторов в нагрузке RН и позволяющая соединить балластный резистор Rб с землёю (корпусом) устройства, что упрощает отвод тепла от балластного резистора в аварийном режиме. В данной схеме синфазные генераторы соединяются с нагрузкой RН отрезками линии длиной ℓ = λ/4, соответствующей средней частоте, а с балластным резистором Rб один из генераторов соединяется через отрезок длиной ℓ = λ/4, а другой – через отрезок длиной ℓ = (3/4)λ. При этом токи генераторов в нагрузке оказываются в фазе, так как проходят равные пути, и суммируются, а в балластном резисторе токи генераторов оказываются в противофазе, так как ток одного генератора проходит путь на полволны больше, и соответственно вычитаются. Баланс моста обеспечивается на частоте, длина волны колебаний которой соответствует указанным длинам отрезков.
рис. 12 а,б

Некоторые типы мостовых усилителей помимо развязки обладают еще одним важным свойством. Их входное и выходное сопротивление не зависят от параметров АЭ при идентичности последних. Это возможно при условии, что напряжения на выходе МД равны по амплитуде и сдвинуты на 90° U1=±jU2.
Такие мосты называют квадратурными.

Недостаток мостового метода развязки генераторов, работающих на общую нагрузку: КПД моста снижается, когда соотношение напряжений на входах моста отличается от номинального. При этом через Rб начинает течь ток, и часть мощности рассеивается в них. Сохранить КПД мостовой суммирующей цепи близким к 100% при отключении нескольких генераторов или изменении соотношения их напряжений невозможно без коммутации выходных цепей усилителей.
Если необходимо суммировать мощность большого числа АЭ, применяют более сложные схемы мостов, например многополюсные мосты, а также попарное
суммирование мостов (можно объединить до 16 АЭ) (рис.12,13).
В схеме на рис.12. складываются мощности N АЭ в общей нагрузке без потерь в балластных резисторах лишь при равенстве модулей и совпадении фаз выходных токов АЭ: I1=I2=...= In.
В реальных условиях эти соотношения могут нарушаться по ряду причин, например может отказать один или несколько АЭ.
Кроме того, токи I1, I2,...In практически всегда несколько различаются вследствие технологического разброса параметров АЭ.